同步整流技术的这些要点GET到没？

浅谈同步整流的使用场景及器件特性

由于MOSFET可以正向导通电流的同时，还可以反向导通电流，因此，当使用二极管的时候，可以用一个MOSFET来代替它，本文就简要针对同步整流这一话题做一个简单讨论。

如何实现同步整流？

当MOSFET的连接如图1所示时，它的源极和漏极是反向的。

图1MOSFET的同步整流连接方式

注意此时图1中的MOSFET的电流进入点是S级，从漏极D流出，所以其特性如图1中右侧所示，电压是正向的，而由于电流从图示的方向进入，认为是正向电流（此时处于反向导通状态），当然它还可以是负电流（正向导通状态）。

图2传统的MOSFET连接方式

在传统连接方式时，MOSFET的电流从漏极D流入，从S极流出，电压是反向的，因此其特性如图2右侧所示。

图3二极管特性

由于MOSFET可以反向导通电流，因此它可以像二极管一样，导通整电流，阻断负电压，而此时MOSFET必然需要可控，即，当他像二极管一样正常流正向电流时，需要导通，而当它像二极管一样需要阻断负电压时，需要将MOSFET关断。

图4二极管整流BUCK电路

图5MOSFET同步整流BUCK电路

所以，我们就可以对传统的非同步整流的BUCK电路，将二极管改为MOSFET,同时将上官BJT改为MOSFET,其中Q1和Q2的驱动信号需要互补……

反激电源中同步整流对EMI的影响以及解决办法

过去十年间，移动设备的快速发展让手机应用渗透到社会的方方面面。日常生活中，人们几乎手机不离身。因此，大电池容量及快速充电速度成为手机最关键的杀手锏之一，这也对适配器提出了更高额定功率和更高功率密度的需求，且需求正呈指数级增长。

这些大功率手机适配器采用的最常用解决方案仍然是反激式拓扑。然而，由于新的市场趋势，采用SRMOSFET实现同步整流(SR)成为适配器设计方案的一大突破和创新。同步整流取代了传统的肖特基二极管，成为适配器副边主流解决方案。

同步整流基本原理

同步整流解决方案是采用MOSFET进行输出电流整流，相比于二极管相对固定的正向压降来说，MOSFET的压降与电流和导通电阻成正比（见图1）。MOSFET对整流的传导功率损耗有很大影响。换句话说，通过选择具有理想导通电阻的SRMOSFET，SR解决方案可以实现比传统二极管解决方案更好的效率和散热性能，而这正是大功率适配器设计最关键的需求。

图1:MOSFET和二极管之间的I-V特性差异

众所周知，在副边带肖特基二极管的传统反激式变换器应用中，二极管的开关特性（尤其是反向恢复电流）对EMI性能有显著影响。因此在实际应用中必须谨慎处理。但用同步整流MOSFET代替二极管后，情况就完全不同了，因为MOSFET没有理论上的反向恢复效应。

然而，这并不一定意味着同步整流解决方案的EMI问题更少。相反，设计人员在设计带SR的反激解决方案时应更加谨慎，尤其是在EMI噪声源和耦合路径方面。

同步整流对EMI噪声源幅度的影响

要了解同步整流对EMI噪声源的影响，首先要详细了解同步整流的工作原理。大多数控制器基于漏源电压(VDS)的直接检测来驱动SRMOSFET，因为它不需要与原边进行通信且降低了总BOM成本。图2显示出SRMOSFET的导通和关断通常由两个阈值来控制。它们都是负电压阈值，可以确保SRMOSFET在反向偏置时始终安全关断。

图2:反激SR解决方案的基本工作原理

由上图可以看出，两端的体二极管有很短的导通时间：刚好在器件导通之前和SRMOSFET关断之后。因此，时序控制对SR控制器来说至关重要，因为这两个导通时间会引入额外的传导损耗（时间越长损耗越严重）。而且，如果关断时间过长，则可能会因为MOSFET体二极管比较差的特性而导致SR关断后出现严重的反向恢复电流。

图3显示了体二极管的反向恢复电流由于SR提前400ns关断而上升到9A，然后由于漏电感又导致80V高压尖峰。众所周知，EMI问题与噪声源的脉冲幅度和斜率密切相关。这相当于反激变换器副边更强的EMI噪声源……

省去同步整流-超高效率恒压电源-单级APFC

本文分享一款60W单级APFC60W无需同步整流高效率开关电源。

计划参数：

60W隔离AC-DC恒压电源

针对输入全范围应用，输出24V（最大限流2.5A）

功率因子大于0.9@220Vac

外围简洁，系统成本低

外观尺寸：113mmX38mm(长*宽)

输入电压范围:90Vac～264Vac

具有过载限流保护功能

特点：无需同步整流，最高效率90%

设计规格：

原理图：

PCB板：

开始设计变压器，这里使用了一个专用设计工具，有需要的朋友可以留下邮箱专门发你们

变压器计算结果……

基于伏秒平衡的同步整流方案探讨

为了提高电源的效率和功率密度尤其是低输出电压的应用场合，同步整流是不可或缺的。

图1-1反激输出二极管损耗

比如上图的反激电源如果输出二极管Vf=0.7V，输出电压Vout=3V则效率不会高于3/(3+0.7)=81%。

为了提升效率一般会选用低导通压降的肖特基二极管，相对于肖特基二级管采用同步整流可以进一步提升效率。

图1-2普通二极管、肖特基二极管及同步整流的对比

同步整流的控制大概有自驱、基于漏源电压、基于伏秒平衡及自适应控制几种，每种控制法都有各自的优缺点，伏秒平衡控制法主要是在CCM模式及动态伏秒不平衡时存在一些问题，这里就准备探讨和解决这些问题并尝试DIY一款基于伏秒平衡原理的同步整流控制电路。

先以隔离反激同步整流为讨论目标，反激的储能电感就是变压器本身其波形特性如下：

图1-3反激输出二极管Vf+端波形

仿真参数：变压器匝比n=6.5:1，输入电压100V、输出电压12V、二极管导通压降0.7V、开关频率60kHz。

上述波形中的Vf+是图1中输出二极管的阳极波形，在Ton时刻受输出电压钳位Vf+=12+0.7=12.7V，在Toff时刻输入电压通过变压器折算到次边Vf+=-100/6.5=-15.38V(因漏感的分压作用实际仿真值为-14.92V)。这个Vf+近似的反映了电感两端的电压变化情况，因而可以用此电压来构建和模拟伏秒平衡时的电流状态，从而实现对电流的预判断。

模拟电感电流可以用一个积分电路来实现，积分电路还可以平滑掉高频震荡波提高电路的抗干扰能力，这里采用简单的RC电路来实现积分功能。

图1-4用RC积分电路实现电感电流模拟

用仿真来验证上述RC积分电路对电感电流的模拟效果：

图1-5电感电流与模拟电感电流对比

图1-5中模拟的电感电流与实际电感电流是一种镜像且存在一直流偏差的关系，直流偏差对于伏秒平衡应用几乎没有影响，经相关处理后这个模拟出来的电感电流就可以为我们所用了，通过预判断来进行延迟开启及提前关断等操作……

全桥硬开关同步整流PWM驱动设计

在砖块电源中，由于输入电压相对较低，所以比较适合用硬开关电路实施，同时由于全桥电路工作效率高，在一些较大功率的产品中应用比较广泛，本文我们重点讨论一下其PWM驱动波形的设计。

一.基本的全桥硬开关电路的原理及驱动分析

图1全桥硬开关电路的功率级电路

我们所讨论的全桥硬开关电路如图1所示，原边采用四个MOSFET形成一个全桥，分别由两个半桥组成，半桥的两个开关节点分别接到变压器的两端，变压器副边采用中心抽头的结构，中心抽头接输出电感，另外两端分别接同步整流MOSFET接到GND.此电路通过调整原边全桥MOSFET的占空比来达到控制和调整输出电压的目的。注意，变压器的存在是由于考虑系统安全和相关的法规需要，这种拓扑称之为隔离变换器拓扑。

图2基本的全桥硬开关同步整流电路驱动波形

基本的PWM驱动波形如图2，所示，Q1和Q4作为一组对角MOSFET同时导通，Q2和Q3作为另一组对角MOSFET同时导通。VPRI为变压器的原边电压，IPRI为变压器原边的电流，Q5,Q6分别为副边同步整流的两个MOSFET.接下来，我们详细分析一下各个状态的工作特性。

在图2中，T0-T1阶段，这是原边Q1和Q4导通的阶段，输入电压VIN加到了变压器原边，且上正下负，此阶段输入能量向副边传递，输入电流IPRI流过Q1和Q4及变压器原边，且线性上升，根据变压器极性，副边同步整流MOSFETQ5导通。在此阶段中原边电流斜率取决于输入电压，变压器磁化电感及匝比，输出电感等。

T1-T2阶段，这是原边Q1和Q4关断的阶段，此时Q2和Q3还没有导通，因此这时原边全桥四个开关都没有开通，变压器原边的电压为0，这个死区的存在避免了全桥电路中上下管同时导通。一般情况下，在这段死区中，副边同步整流MOSFET都不开通，副边输出电感电流会由于续流的需求让两个MOSFET的体二极管都流过一半的电感电流而续流。

在闭环控制中，T1-T2的死区时间长度，随着输入电压VIN的增加而增加,效率会有所降低。

T2-T3阶段，这是原边另一组对角的MOSFET导通，即Q2和Q3导通阶段，加在变压器原边的电压变为下正上负了，此阶段变压器原边的电流IPRI先减小变为负的，然后再线性上升。所以，在此阶段中，变压器需要向副边传递能量，根据变压器极性，副边同步整流中需要Q6导通。

由于在对角MOSFET的开通关断过程中，同时存在电压和电流，所以会造成开关损耗，我们称之为硬开关电路。

T3-T4阶段，这是一个Q2和Q3关断，但是Q1和Q4还没有导通的死区阶段，我们便不再详述，这和T1到T2阶段类似，同样是变压器原边电压为0，副边同步整流管电流流过体二极管的续流阶段。

在上述分析中，同步整流的MOSFET的导通和关断完全和原边的对角MOSFET同步且一致，这种配置相对较简单，但是由于副边续流电感电流流过同步整流MOSFET的体二极管，因此损耗较大。

二.硬开关全桥同步整流电路PWM驱动优化

在采用数字化的控制芯片后，PWM配置相对比较灵活，可以通过软件对PWM驱动波形的合理配置，提高系统的整体效率。

我们仔细分析，两组对角MOSFET之间的死区，是由于不希望上下桥臂的MOSFET同时导通，以导致输入电压短路，但是由于在死区时间内，副边电感续流电流通过副边MOSFET的体二极管，效率受到较大损失，所以需要合理控制同步整流MOSFET的驱动波形，让它尽可能的导通。与此同时，也要注意原边向副边传递能量时，变压器副边不要短路，因此在原边导通PWM信号和副边续流PWM驱动脉冲信号保持一定的死区即可。

图3优化的全桥硬开关PWM驱动波形

优化后的驱动波形，如图3所示，副边同步整流MOSFET的驱动脉冲可以重叠，在重叠阶段，副边两个MOSFET都在导通，可以避免电感续流电流流过体二极管，导致较大的损耗。同时，在以上的驱动波形配置中，对副边同步整流MOSFET的驱动脉冲和原边导通MOSFET之间留有一定的小的死区，确保变压器不会短路，即原边向副边传递能量时，不会出现副边两个MOSFET都导通的情况……

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