以GPS为例讲解射频接收阻抗匹配的过程

调试匹配前，先要做好以下仪器和工具的准备：

1，双端口网分一台，合适长度的铜管线;

2，贴有完整器件的主板和光板一个；

3，较为完整的物料盒；

做好仪器和铜管的校准：

网分校准的频率范围也是一个值得一提的点，本案例中，只是提到了GPS的匹配，那我是不是只校准GPSL1的频段1575.42MHz+/-10MHz就可以了呢？答案是--不是，因为涉及到对干扰的抑制，比如典型的干扰源LTEB3，发射频率范围1710~1785MHz，和GPS的1575.42MHz比较接近，因此也需要评估我们的GPS前端电路对该频段的抑制程度。典型的我们可以设置校准的频率范围1500~1800MHz。

并且做好铜管的portextension工作，注意一点的是，铜管不能太长，也不能太软，如果太长，portextension很可能无法做到理想的开路曲线，如下图：

长铜管示意图

非理想portextension后阻抗图，阻抗是个线，而不是理想的点

理想portextension之后的阻抗图

左边的是铜管过长导致的史密斯圆图开路看到的曲线，由于铜管过长，portextension以后的电延时在所需的频段内无法做到完全的补偿，理想的曲线在portextension以后应该是如右图是一个点。因此我们需要选取一根可以满足焊接需求尽可能短的铜管。并且铜管的portextension必须是在已经弯折好成型的前提下做的，也就是要和实际工作状态一致才可以。有很多同学在反复焊接过程中，铜管的长度和弯曲程度都和portextension时的状态想去甚远，这个时候就要从主板上取掉，重新做电延时校准（portextension的物理意义）。

上面的工作完成后，现在可以开始去做匹配的工作了。

焊接的时候，主信号焊点要平滑，不能有太多焊锡。以免阻抗不连续造成反射给调试增加不必要的误差因素。同时对铜管的地的焊接也很有讲究，原则：1，就近大面积焊接接地，一是提供低阻回流路径，一是防止脱落；

良好焊接示范

以前的阻抗匹配讲义中，经常提到用塑料镊子安放器件到相应位置看阻抗变化的趋势，基本上这种方法在大的基站和直放站板子上是可行的，因为器件足够大，器件之间的间隙也足够大。而手机主板上这种方法基本很难使用了，因为现在0201甚至01005的器件镊子很难操作放到主板上还能保证焊盘接触良好。

具体匹配过程：

GPS接收的框图如下：

GPS接收系统框图

上图中，MN表示MatchingNetwork，匹配网络，由电容和电感组成；Diplexer指的是合路器，用于合路GPS信号和Wifi的5G和2.4G频段的信号，PreSaw是前saw，PostSaw是后Saw，这里的前后指的是相对eLNA(externalLowNoiseAmplifer)而言的，Receiver是GPS接收器。内部包含LNA和滤波器。

第一步：网分的Port1接射频座，Port2接合路器的输出，按照往前看，往后退的匹配器件放置原则，匹配S11直到50Ω附近。

MN1匹配调试的连接方法

注意，匹配形式有很多种，虽然最后的阻抗都可以达到50Ω的位置，但不同的匹配形式，插损（InsertionLoss）是不一样的，因此需要验证这种匹配形式是否可用，需要在一块光板上同步验证这组匹配的插损情况，如果插损较小则可用。当然我们直接看上面图的S21参数也可以看得出来匹配网络带来的插损，只不过准确度有疑问而已。合路器Diplexer的datasheet会有插损数据，但这个参数有mintypicalmax三个数值，不好确定，加上焊接到板上以后实际参数又有变化，所以这样得出的MN1的插损数据有些不准。

第二步：网分的Port1接射频座，Port2接前SAW的输出，调整MN2匹配值直到看到S11在50Ω附近。

MN2匹配调试的连接方法

第三步:网分的Port1接射频座，Port2接eLNA的输入脚调整MN3直到看到S11在想要的位置。

MN3匹配调试的连接方法

注意这里调试的阻抗位置就不是50Ω附近了，而是右图中最佳NF（NoiseFigure,噪声系数）点附近。也就是说每一个LNA都会有个最佳输入阻抗匹配点，这个点绝大多数时候都不是50Ω附近。

现在问题来了，如果按照最佳噪声系数点调MN3后，在光板上实测发现MN3带来的插损较大，怎么办？会不会造成灵敏度较差呢？答案几乎是肯定的。如果匹配网络MN3带来的插损偏大，需要更换匹配网路的形式，在近似满足最佳噪声系数圆的前提下，找到插损最小的匹配。

最佳噪声系数圆图

找到这个合适的匹配网络MN3是否匹配就完成了呢？恭喜你，almost，几乎就要完成了。疑问来了，MN4和MN5不用调了吗？

我们来看看灵敏度计算公式：

Sens.=-174dBm+10lg(BW)+CNRmin+IL+NF，-174dBm是底噪，也就是室温下的噪底，CNRmin是当前调制方式下解调所需要的最低信噪比，IL指的是第一级eLNA前引入的插损，NF是第一级eLNA噪声系数。所以在已知通讯系统的调制方式，已知带宽的场景下，决定灵敏度的有两个因素：IL和NF。IL是MN1+合路器+MN2+PreSaw+MN3再加上走线引入的插损，所以在NN1、MN2已经确定的情况下，MN3影响的就是低噪放前的插损，而NF就是整个包含eLNA在内的整个接收系统的噪声，我们这里说是第一级低噪放其实不准确的，应该是eLNA加上MN4、PostSaw、MN5以及后面Transceiver的整个噪声系数。而从下面的级联噪声系数公式我们可以看出，起决定因素的是第一级的增益和噪声系数，因为后一级的噪声系数贡献会被除以第一级的增益G，贡献值大大减少。因此MN4、PostSaw、MN5带来的影响都很有限，不用过多考虑。当然如果你得闲，也可以调试。

那么回到灵敏度本身，IL+NF影响最大，NF是LNA固定的参数，我们能做的就只有尽可能接近LNA的最佳噪声系数点，并不能再做其他有效措施。唯一能做的就是减少IL，也就是eLNA之前的损耗，其中减少走线损耗是最切实有效的方法。如下左图，是提升接收灵敏度最有效的方式。

总结一下，注意事项：

1，使用前网分务必校准切铜管需要正确portextension；

2，匹配网络的S21参数需要在光板上验证，避免引入过大的插损，可以多试验几组匹配值，找到插损小的匹配；

3，在器件性能和阻抗线形式已定的情况下，好的灵敏度只能通过尽可能近天线端放置eLNA和减少前端器件以及线损的方式实现。

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