反激变换器设计过程笔记

开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

基本的反激变换器原理图如图1所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（FlybackConverter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

2、设计步骤

接下来，参考图2所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器

1.Step1：初始化系统参数

------输入电压范围：Vinmin_AC及Vinmax_AC

------电网频率：fline（国内为50Hz）

------输出功率：（等于各路输出功率之和）

------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：

对多路输出，定义KL（n）为第n路输出功率与输出总功率的比值：

单路输出时，KL（n）=1.

2.Step2：确定输入电容Cbulk

Cbulk的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W即可，电容充电占空比Dch一般取0.2即可。

一般在整流后的最小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：

3.Step3：确定最大占空比Dmax

反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。

图4反激变换器

对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处（BCM模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。

如图4（b）所示，MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：

通过公式（5）（6）（7），可知，Dmax取值越小，Vor越小，进而MOS管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当占空比超过0.5时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS管，设计中，Dmax不超过0.45为宜。

4.Step4：确定变压器初级电感Lm

对于CCM模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：

其中，fsw为反激变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，其定义如下图所示：

对于DCM模式变换器，设计时KRF=1。对于CCM模式变换器，KRF1，此时，KRF的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS），KRF越小，RMS越小，MOS管的损耗就会越小，然而过小的KRF会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM模式的反激变换器，宽压输入时（90～265VAC），KRF取0.25～0.5；窄压输入时（176～265VAC），KRF取0.4～0.8即可。

一旦Lm确定，流过MOS管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms亦随之确定：

其中：

设计中，需保证Idspeak不超过选用MOS管最大电流值80%，Idsrms用来计算MOS管的导通损耗Pcond，Rdson为MOS管的导通电阻。

5.Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数

开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。

实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照，可参考下表：

选定磁芯后，通过其Datasheet查找Ae值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：

其中，DCM模式时，△B取0.2～0.26T；CCM时，△B取0.12～0.18T。

6.Step6：确定各路输出的匝数

则其余输出绕组的匝数为：

辅助线圈绕组的匝数Na为：

7.Step7：确定每个绕组的线径

根据每个绕组流过的电流RMS值确定绕组线径。

初级电感绕组电流RMS：

次级绕组电流RMS由下式决定：

ρ为电流密度，单位：A/mm2，通常，当绕组线圈的比较长时（1m）,线圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。

其中，Ac是所有绕组导线截面积的总和，KF为填充系数，一般取0.2～0.3.

检查磁芯的窗口面积（如图7（a）所示），大于公式21计算出的结果即可。

8.Step8：为每路输出选择合适的整流管

每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下：

选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足：

9.Step9：为每路输出选择合适的滤波器

第n路输出电容Cout（n）的纹波电流Icaprms（n）为：

选取的输出电容的纹波电流值Iripple需满足：

输出电压纹波由下式决定：

有时候，单个电容的高ESR，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意：LC滤波器的转折频率要大于1/3开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L不宜过大，建议不超过4.7μH。

10.Step10：钳位吸收电路设计

如图8所示，反激变换器在MOS关断的瞬间，由变压器漏感LLK与MOS管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS管的漏极，如果不加以限制，MOS管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。

反激变换器设计中，常用图9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。

RClamp由下式决定，其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100V，LLK为变压器初级漏感，以实测为准：

图9RCD钳位吸收

CClamp由下式决定，其中Vripple一般取Vclamp的5%～10%是比较合理的：

输出功率比较小（20W以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，则需要使用快恢复二极管。

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